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Aug 15, 2023

Un rectificador RF de diodo SSr multibanda con una relación de frecuencia mejorada para aplicaciones biomédicas inalámbricas

Scientific Reports volumen 13, número de artículo: 13246 (2023) Citar este artículo 292 Accesos Detalles de métricas Este artículo describe un rectificador de RF implantable de cuatro bandas con una complejidad de circuito simplificada.

Scientific Reports volumen 13, número de artículo: 13246 (2023) Citar este artículo

292 Accesos

Detalles de métricas

Este artículo describe un rectificador de RF implantable de cuatro bandas con una complejidad de circuito simplificada. Cada celda rectificadora de RF se adapta secuencialmente a las cuatro frecuencias operativas para lograr el diseño propuesto. El rectificador de RF propuesto puede recolectar señales de RF en bandas Wi-Fi de 1.830, 2.100 y espacios en blanco entre 2.38 y 2.68 GHz, respectivamente. A 2.100 GHz, el recolector de RF propuesto logró una eficiencia de conversión de energía (PCE) de RF a CC máxima (corriente directa de radiofrecuencia) del 73,00% y un voltaje de CC de salida \(V_{DC}\) de 1,61 V para un receptor de RF. potencia de 2 dBm. El rendimiento exterior de la rectenna muestra un \(V_{DC}\) de 0,440 V y acciona un módulo de evaluación (EVM) bq25504-674 de baja potencia a 1,362 V. La dimensión del rectificador de RF en la PCB FR-4 tablero es 0.27\(\lambda _{g}\) \(\times\) 0.29\(\lambda _{g}\). El rectificador de RF demuestra la capacidad de utilizar eficazmente el dominio de la frecuencia empleando operación multibanda y exhibiendo un buen ancho de banda de impedancia a través de una técnica de adaptación secuencial. Por lo tanto, al controlar eficazmente el rendimiento ambiental de la reccena, el diseño propuesto tiene el potencial de alimentar una variedad de dispositivos biomédicos implantables de baja potencia. (BID).

Los dispositivos integrados de bajo consumo son cada vez más populares en una variedad de aplicaciones industriales y de consumo1,2. La biotelemetría, la proporción y la asignación de medicamentos son algunos de los impactos que la tecnología BID tuvo en la profesión sanitaria3,4. Los avances recientes en materiales y fabricación han producido dispositivos novedosos, más suaves y adaptables con electrodos de menor impedancia5,6,7. Desde el inicio de la tecnología, en estos implantes se han empleado baterías tradicionales y cables de interconexión física4,8. Debido a su corta vida útil, las baterías deben revisarse después de una sola instalación. Sin embargo, el paciente debe someterse a un procedimiento incómodo, costoso y desagradable para cambiar estas baterías6,7,9. Además, los cables de interconexión no son seguros y pueden provocar otras enfermedades infecciosas10. Se han establecido varias técnicas para extraer energía de diversas fuentes, incluidas la vibración, la acústica, el sonido, la luz, la presión y el calor, para abordar estos problemas y limitaciones11,12,13,14,15. Las ondas de radiofrecuencia (RF) se pueden aprovechar para operar componentes eléctricos y recargar las baterías del implante8. Por lo tanto, las fuentes electromagnéticas (EM) ambientales se están volviendo más populares para alimentar implantes biomédicos16. Es crucial recolectar estas fuentes debido a la amplitud de la señal relativamente baja y la importante potencia necesaria para impulsar los implantes biomédicos17. Un transmisor de potencia inalámbrico (WPT) configurable puede emplearse simplemente como fuente de señal en implantes cuando se desea potencia operativa potencial18. El WPT puede prolongar la vida útil de la batería de los dispositivos médicos implantables (IMD) y aliviar el dolor de los pacientes durante la cirugía8,19. Se han introducido varios estudios sobre las TIP, como la radiación de microondas y el acoplamiento de campo cercano16,17,19, en función de las diversas condiciones de aplicación. El mecanismo de acoplamiento de campo cercano a menudo supera a la radiación de microondas en términos de rango de transmisión, pero es de mayor tamaño12,18. Por tanto, un mecanismo potencial para los IMD miniaturizados es la radiación de microondas basada en TIP16,17. La Figura 1 demuestra cómo una TIP depende del acoplamiento entre el transmisor y el receptor. El segmento receptor de microondas TIP requiere una antena implantada y un rectificador de RF para recibir y transformar la señal de RF radiada en una fuente de CC7. Las características reguladas del transmisor han hecho que la TIP evolucione como una solución potencial a las tradicionales fuentes ambientales para cargar y alimentar los implantes14,16. Una fuente de energía y una recena componen el sistema TIP. Por lo tanto, los implantes biomédicos se beneficiarán significativamente de la recolección de energía de RF debido a sus diversas ventajas: transmisión de energía inalámbrica, vida útil prolongada de la batería, capacidades de miniaturización, confiabilidad mejorada, escalabilidad y sostenibilidad ambiental2,18. Estos beneficios sientan las bases para dispositivos médicos implantables mejorados y centrados en el paciente, impulsando avances en la atención médica y elevando la calidad de vida de los pacientes.

Diversos dispositivos médicos implantables y su ubicación física dentro del cuerpo humano.

La mayoría de los transmisores comerciales TIP tienen intensidades de señal preestablecidas; El lado de la reccena debe diseñarse para capturar la menor cantidad de señal disponible de manera eficiente. Por lo tanto, para recolectar eficientemente una variedad de fuentes accesibles, se requiere un rectificador eficiente. Los autores en20 demuestran una rectina de 0,915 GHz de tamaño mm para un mecanismo de estimulación cerebral profunda. La energía irradiada de la fuente se recibe mediante elementos rectenna interconectados. Con una potencia de entrada de 30 dBm, el recolector de implantes obtuvo una eficiencia máxima del 59,70 %, a costa de un ancho de banda (BW) limitado. Los autores en 21 y 22 describen una rectina implantable basada en F invertida (PIFA) relativamente compacta. El elemento radiante se consigue mediante carga capacitiva mediante la introducción de un pasador corto en 22 y parches en espiral en 21. En 22 se investiga un enlace de energía inalámbrico que comprende un rectificador implantable. Los hallazgos demuestran que el enfoque logró una mayor potencia de CC a expensas de un BW estrecho y una \(P_{in}\) alta. Los autores en23 utilizan una WPT externa para suministrar energía a un marcapasos cardíaco implantable sin batería. El diseño logra una eficiencia con una potencia significativa de 12 dBm. Se utiliza un rectificador de RF de doble banda (2,45 y 5,8 GHz) para la captación de energía (EH) de la TIP en24. El diseño utiliza un diodo HSMS2860 para una fuente de alimentación de alta entrada. Con una potencia de entrada de 12,0 dBm, se obtiene la eficiencia más alta del 63,0 % y 54,80 %. Los autores demuestran en 25 un sistema de campo medio Clase F de 2,32 y 3,48 GHz que comprende un diodo de derivación única. Los autores presentan en 26 un rectificador implantable de derivación simple apilado de triple banda con una construcción radial. Sólo se puede implementar una frecuencia específica para las TIP, los controladores de despertador y sueño y la telemetría de datos. Los autores in27 presentan un rectificador de triple banda para aplicaciones de biotelemetría en la banda Wi-Fi de espacios en blanco. El diseño se aplicó para realizar 390 mV de forma inalámbrica y logró 48,00 %, 52,00 %, 45,00 % de PCE de RF a CC a -5 dBm. Los autores en28 presentan un rectificador de triple banda (1,95, 2,70 y 5,80 GHz) mediante líneas de transmisión multiescaladas para TIP y captación de energía de RF (RFEH). El gran tamaño eléctrico descrito en el diseño aumenta el tamaño total de los implantes. Los estudios demostraron que la técnica puede ofrecer una eficiencia máxima del 62,2%, 59,40% y 48,9% con una potencia de entrada de 0 dBm. Los investigadores de in29 describieron su trabajo sobre un rectificador de RF de cinco bandas y dos puertos. Se midió que las dimensiones físicas del rectificador eran 75 mm \(\times\) 75 mm, y los resultados experimentales indicaron que alcanzó una eficiencia de conversión de potencia promedio del 23,2 % cuando se sometió a una potencia de entrada de -20 dBm. Los autores en 30 y 31 introdujeron un recolector de RF de cuatro y seis bandas. Este sistema demostró un PCE del 15 % y 67 % cuando se sometió a una potencia de entrada de -20 y -5 dBm, respectivamente. Sin embargo, el ancho de banda operativo informado de -10 dB fue relativamente estrecho en las seis y cuartas frecuencias operativas. Se descubrió que el uso de un solo diodo dual aumenta la capacitancia parásita del rectificador en la unión del diodo. Al mismo tiempo, la presencia de elementos agrupados MN de sexto orden dentro de las cuatro y tres ramas celulares en 30 y 31 contribuyó a una reducción en el PCE general debido a efectos parásitos. Los investigadores de in32 presentaron un diseño de rectificador de siete bandas que funciona a (1,80, 2,10, 2,40, 2,60, 3,50, 4,90 y 5,80 GHz). El rectificador se implementó mediante un diodo SMS7630. Este trabajo logró un PCE máximo del 64% cuando se expuso a una potencia de entrada de 4 dBm. El diseño del rectificador logró un PCE máximo a alta potencia y grandes dimensiones. Sin embargo, existe un aprovechamiento limitado de la potencia de RF disponible en frecuencias de 3,50, 4,90 y 5,80 GHz. Además, la mayoría de los rectificadores que se han estudiado en la literatura entre 20 y 25 utilizan una frecuencia de operación simple o dual (\(f_{o}\)) con una banda estrecha. Además de los complejos circuitos, se espera una potencia significativa para que el circuito funcione en los implantes de manera eficiente. El gran tamaño eléctrico reduce la eficiencia general de los diseños mostrados por los autores en 26,27,28,29,30,31 y 32 para aplicaciones de baja potencia.

Este artículo propone un rectificador de RF multibanda implantable para TIP de microondas que funciona a 1.830 y 2.100 GHz y una banda ISM de amplio espacio en blanco (2.380 - 2.80 GHz). Se eligió la banda ISM de 2,45 GHz porque se encuentra entre las bandas sin licencia. El diseño propuesto se establece alrededor de una derivación en L \(\lambda _{g}\)/8 MN a través de un transformador de impedancia (ITx) entre las celdas de cuatro unidades. De este modo, las frecuencias de funcionamiento del rectificador se adaptan sistemáticamente a las cuatro células. El diseño propuesto mejora el BW operativo y el tamaño al colocar la derivación en L entre un inductor en serie y un trozo de derivación radial. Esto mantiene la capacitancia en la rama del rectificador al mínimo, lo que mejora el PCE general del rectificador de RF. Por lo tanto, el diseño propuesto demuestra una técnica de coincidencia secuencial única que simplifica la complejidad del circuito en una amplia gama de frecuencias recolectadas, PCE alto, buena capacidad \(V_{DC}\), tamaño compacto y aplicabilidad para alimentar implantes biomédicos de baja potencia. dispositivos y es una opción más prometedora para la transferencia inalámbrica de energía (TIP) que los sistemas TIP de banda única.

La técnica propuesta se implementa en las cuatro frecuencias operativas utilizando una arquitectura única que se muestra en la Fig. 2. Cell-1, Cell-2, Cell-3 y Cell-4 son las cuatro partes del diseño, cada una configurada con un L- derivación MN, un trozo radial y un inductor en serie. El MN propuesto se emplea para convertir la impedancia compleja de la unidad rectificadora (RU) en la impedancia de la fuente haciendo coincidir ITx TL7 (TL8), TL17 (TL16), TL20 (TL21) y TL32 (TL31). Se utilizan tres conjuntos de conexiones de línea (TL9-TL10), TL11 y un trozo radial de longitud Lr1 a través de D1 para realizar el MN en la Celda-1. Para coincidir con D2, se introdujo un MN de sección L (TL14-TL15) en la Celda-2 con la ayuda de TL13 y el trozo Lr2. La celda 3 comprende una sección en L (TL25-TL24), TL25 y un trozo Lr3 para hacer coincidir D3. Mientras que la coincidencia D4 se logra utilizando las secciones en L TL29-TL30, TL28 y el trozo Lr4. Ambas secciones se implementan en torno a una configuración de diodo de serie única (SSr). Una evaluación adecuada del diodo rectificador para la transformación es una de las partes más cruciales del establecimiento del rectificador de RF para extraer la señal de RF. Este diseño se basa en los diodos Schottky HSMS2850 D1, D2, D3 y D4. Se fabricó utilizando el método de diseño del circuito del transistor de contorno pequeño (SOT) -323. En su proceso de fabricación se utilizó el enfoque SOT-323 de arquitectura de circuitos. Debido a su baja capacitancia de unión de 0,18 pF y su baja sensibilidad de 150 mV, el diodo es un dispositivo potencial para aplicaciones de baja potencia. Los diodos SSr están acoplados a un inductor y un casquillo radial en el diseño propuesto, lo que permite un funcionamiento de baja potencia en un amplio rango de frecuencia (Tabla 1). El uso de terminales en cortocircuito permite un flujo más suave de CC hacia el circuito.

Diseño del modelo EM del rectificador de RF de banda ancha propuesto.

Se realizó un estudio analítico sobre el rendimiento de coincidencia para garantizar que el modelo propuesto funcione de manera óptima. Luego se estima el rendimiento óptimo del rectificador de RF prediseñado mediante una simulación de extracción de fuente en un sistema de diseño avanzado (ADS). Con la ayuda del análisis de prediseño, se puede inspeccionar el tamaño apropiado de la carga (\(R_{L}\)) del capacitor (C). La topología propuesta funciona mejor cuando el nivel de potencia en cada celda está entre -5 y 2 dBm. A un nivel de potencia de entrada de 0 dBm, las impedancias equivalentes para la Celda-1, Celda-2, Celda-3 y Celda-4 se presentan en la Tabla 2. El diseño preliminar demuestra una mejora a 330 pF y 5 k\(\Omega \). Cada celda está diseñada para un rango de frecuencia particular: Celda-1 (\(f_{1}\) = 1,83 GHz), Celda-2 (\(f_{2}\) = 2,1 GHz), Celda-3 (\( f_{3}\) = 2,45 GHz), Celda-4 (\(f_{4}\) = 2,66 GHz). Es importante que el MN mantenga estable el lado imaginario de cada diodo en las frecuencias \(f_{1}\), \(f_{2}\), \(f_{3}\) y \(f_{3}). 4}\). Esto mantiene la discrepancia de impedancia de \(Z_{inp}\), \(Z_{inq}\), \(Z_{inr}\) y \(Z_{ins}\) en el RU en aproximadamente 50 \( \Omega\).

Primero, se modela un MN en derivación L conectado a TL7 en la arquitectura de la red de adaptación de impedancia (IMN) de Cell-1 en \(f_{1}\). Las frecuencias superior (\(f_{1u}\)) e inferior (\(f_{1l}\)) están relacionadas en una forma conjugada compleja mediante los TL ((TL9-TL10), TL11), para coincidir con las admitancias en el nodo común. Por lo tanto, \(Z_{9}\) \(|\) \(f_{1l}\) = [\(Z_{9}\) \(^{*}\) \(|\) \(f_{ 1u}\)], \(Z_{11}\) \(|\) \(f_{1l}\) = [\(Z_{11}\) \(^{*}\) \(|\) \(f_{1u}\)], \(Z_{8}\) \(|\) \(f_{1l}\) = [\(Z_{8}\) \(^{*}\) \ (|\) \(f_{1u}\)]. A una frecuencia de funcionamiento particular, en la dirección de la carga donde el filtro de paso de CC (DPF) corta la señal de RF, la impedancia debe ser infinita. Por lo tanto, \(Z_{9}\) \(|\) \(f_{1l}\) = [\(Z_{9}\) \(^{*}\) \(|\) \(f_{ 1u}\)] = 0 Los parámetros TL7 (\(\theta _{7}\) y \(Z_{7}\)) cambian la parte imaginaria impar de \(Z_{7}\) a una forma simétrica y mantener la parte real en equilibrio.

Supongamos que los valores \(Z_{inp}\) en \(f_{1l}\) y \(f_{1u}\) se rigen por: \(Z_{p1}\) \(|\) \(f_ {1l}\) = \(R_{Lp1}\) \(+\) \(X_{Lp1}\) y \(Z_{p1}\) \(|\) \(f_{1u}\) = \(R_{Lp2}\) \(+\) \(X_{Lp2}\). Entonces:

donde \(\theta _{p1}\) denota la longitud eléctrica de la línea en \(f_{1l}\) y \(f_{1u}\). Estas frecuencias están controladas por una relación de frecuencia (e), tal que \(f_{1l}\) \(f_{1u}\). Por lo tanto, \(f_{1u}\) = e \(\times\) \(f_{1l}\). Por lo tanto, \(\theta _{p1}\) \((f_{1u})\) = e \(\times\) \(\theta _{p1}\) \((f_{1l})\) = \(e\theta _{p1}\). El conjugado complejo de \(Z_{inp}\) se convierte en \(Z_{inp}\) \(|\) \(f_{1l}\) = {\(Z_{inp}\) \(^{*} \) \(|\) \(f_{1u}\)} a través de la transformación TL7. Luego, la admitancia (Y\(_{p1}\)) se conjuga utilizando los parámetros derivados \(Z_{p1}\) y \(\theta _{p1}\).

d es un número entero elegido para mejorar el proceso de diseño. Se calcula que tanto \(Z_{7}\) como \(\theta _{7}\) tienen impedancias de 56,86 \(\Omega\) y 61,85\(^o\), utilizando las ecuaciones. (3 y 4), respectivamente, cuando d = 3. Al principio, \(Z_{inp}\), \(Z_{inq}\), \(Z_{inr}\) y \(Z_{ins} \) se utilizaron para calcular el modelo de prediseño en ADS, para determinar los valores de ITx (TL7, TL17, TL20 y TL32), como se muestra en la Tabla 3. TL7 se segmenta aún más en TL8 con la adición de un inductor (\(L_{q}\)) acoplado al ITx. El concepto se aplica entre (TL17 y TL16), (TL20 y TL21) y (TL32 y TL31). Se han agregado componentes inductivos agrupados a las dos partes para aumentar la señal de RF recibida por la RU con una longitud y pérdida mínimas de TL. Por otro lado, el TL11 en \(f_{1l}\) y \(f_{1u}\) exhibe la conexión conjugada que se encuentra en TL7. Esto se logra si (\(\theta _{11}\)) de TL7 en \(f_{1l}\) satisface la condición de la ecuación. (5).

La coincidencia conjugada entre las dos frecuencias genera admitancias TLIN. Por lo tanto, en el terminal fuente, la impedancia \(Z_{s}\) requiere que el elemento real de Y\(_{11}\) sea igual al de Y\(_{7}\) a través de TL7; como consecuencia:

donde \(G_{7}\) representa el elemento real de \(Y_{7}\). Ecuaciones. (5 y 6) muestran que, para las frecuencias \(f_{1l}\) y \(f_{1u}\), \(Z_{11}\) y \(\theta _{11}\) son 85,25 \ (\Omega\) y 20,62\(^o\), respectivamente.

El trozo radial Lr1 y TL9 compensan la impedancia imaginaria de \(Y_{inp}\), manteniendo la impedancia real en \(Y_{in7}\) = \(1/Z_{in7}\). Por lo tanto, el TL9 está representado por A(\(Z_{9}\), \(\theta _{9}\) en \(f_{1l}\)) y \(e \theta _{9}(f_ {1l})\). Además, todo el ramal de derivación en L en cortocircuito está guiado por \(Y_{in9}(f_{1l})\) = \(1/jZ_{9} \tan e\theta _{9}(f_{ 1l})\). Es deseable que la admitancia de TL9 sea simétrica impar en \(f_{1l}\) y varíe inversamente con la parte imaginaria de \(Y_{in7}\). Esto efectivamente reduce la parte imaginaria a casi cero. Cargar TL7 en G + jB y G - jB conjugados en \(f_{1l}\) y \(f_{1u}\) transforma estas admitancias.

La admitancia del terminal de derivación en L en cortocircuito se puede mejorar con lo siguiente:

De la Ecuación 7:

dónde:

Las ecuaciones (8 y 9) calculan que \(Z_{9}\) y \(\theta _{9}\) son 95,12 \(\Omega\) y 67,40\(^o\), respectivamente. Seleccionar los \(Z_{i}\) y \(\theta _{i}\) apropiados durante todo el proceso de diseño ayuda a evitar una impedancia característica incontrolada e inútil.

En ADS se utilizan varios trozos que comprenden una curva de microcinta vinculada (MCURVE), también conocida como MC, trozos radiales y líneas de impedancia escalonada, para reducir las limitaciones de fabricación y mejorar el rendimiento del diseño. Luego, el TL9 se divide en el TL10 a través del MC4. Además, un trozo radial Lr está integrado en el bloque de susceptancia TL9 para mejorar el BW operativo del diseño. El trozo, cuyo Lr1 está fijado en 0,6 mm y optimizado con un ángulo de curvatura de 78\(^o\), le da al diseño un grado adicional de libertad.

De manera similar a cómo se modelaron los parámetros de Cell-1, Cell-2 (T17-TL16, TL13, TL8, TL15-TL14 y MC5), Cell-3 (TL20-TL21, TL25, TL24-25, MC6) y Cell- 4 (TL31-TL232, TL28, TL29-30, MC7) también se establecieron utilizando las Ecs. (1 a 9). Una serie de coincidencias inductivas (\(L_{a}\), \(L_{b}\), \(L_{c}\) y \(L_{d}\)) se despliegan hacia el ánodo del diodo y entre el ITx, a través de los cuatro bloques de celdas. Los primeros diseños de \(L_{a}\), \(L_{b}\), \(L_{c}\) y \(L_{d}\) se hicieron usando la paleta ideal en ADS en 1.5 , 1,7, 4,5 y 6 nH, respectivamente. Los inductores se ajustaron entre 0,5 y 10 nH para compensar el efecto de la línea de transmisión en el diseño. Luego se aplicó más optimización a los circuitos propuestos. Se agregaron componentes muRata relevantes de la biblioteca ADS para reemplazar los elementos del inductor ideal. El modelo de las series LQP03TG1N0B02 y LQP03TG5N1H02 de baja potencia con diseños 0603 se utiliza para un rendimiento óptimo del inductor en el diseño, como se muestra en la Fig. 1. Para reducir la cantidad de interferencia en el circuito, el condensador C se utiliza para "derivar" el diodo D4. Los dos filtros condensadores de muRata tienen el número de modelo GCH1555C1H331JE01 de la familia 0402.

Se utilizó como base para el diseño un sustrato FR-4 de 1,60 mm de espesor (pérdida tangente = 0,02 y constante dieléctrica = 5,6). El rectificador de RF implantable propuesto ha integrado TL3, TL4, TL5, TL12, TL26 y TL28 para mejorar la funcionalidad de la arquitectura de diseño. Un TL de 50 \(\Omega\) termina las configuraciones de cuatro bloques de celdas. A esto le sigue la optimización y el ajuste de la unidad rectificadora de RF completa, como se presenta en la Fig. 2. Las especificaciones y atributos del rectificador de RF propuesto se presentan en la Tabla 1.

El diseño propuesto simula y mide: (a) Roeficiente de reflexión (\(|S_{11}|\)). (b) PCE de RF a CC frente a frecuencia en diferentes \(P_{in}\).

La Figura 3a compara los resultados del coeficiente de reflexión simulado \(|S_{11}|\) del rectificador implantable propuesto y los resultados medidos en el espacio libre y la carne de cerdo picada encapsulada. El porcentaje fraccional BW (FBW) simulado (medido) de -10 dB en las principales frecuencias operativas es 4,91 % (5,53 %), 3,83 % (4,34 %) y 11,77 % (11,44 %) para la región de espacios en blanco WiFi. El rectificador de RF multibanda propuesto demuestra un buen BW simulado (medido), que asciende a 90 MHz (100 MHz) para 1,83 GHz, 80 MHz (90 MHz) para 2,10 GHz, 300 MHz (290 MHz) para 2,45 GHz.

La potencia de entrada de RF para esta configuración de prueba se generó con la ayuda de un generador de señal de 12 GHz (APSIN12G) y un amplificador de potencia (ZHL-4240\(^+\)). El \(V_{DC}\) del equipo de medición se determina utilizando un multímetro digital (DMM) fabricado por Sanwa Technology. La relación entre el PCE de RF a CC simulado (medido) frente a la frecuencia para 0, -10, -20 y -30 dBm se presenta en la Fig. 3b. El PCE de RF a CC del rectificador de RF propuesto se expresa mediante: \(P_{DC}\)/\(P_{in}\). La potencia total \(P_{DC}\) se calcula mediante el \(V_{DC}\) que pasa a través de la carga \(R_{L}\). Al principio, hubo una desviación en la respuesta de las mediciones de PCE durante la fabricación del prototipo. En comparación con los resultados de PCE simulados en 64,32 %, 74,20 %, 73,00 % y 54,90 % en cuatro frecuencias operativas (\(f_{o}\)), 1,83, 2,10, 2,45 y 2,66 GHz, y 2 dBm de entrada En potencia, respectivamente, el prototipo inicial logró eficiencias del 56,10%, 65,14%, 62,21% y 44,11%. Esto podría verse afectado por pérdidas como la fuente SMA, la precisión (tolerancia) de la pieza, los cables, los conductores y los TL que interconectan los elementos del modelo. Además, la TL dispersa, la capacitancia parásita de los elementos agrupados y el cambio de fase a alta frecuencia pueden introducir errores de medición. Por lo tanto, el diseño propuesto utiliza modelos de componentes de parámetros para gestionar el efecto parásito en altas frecuencias. El método de optimización de ML y modelado de impulso de ADS se utilizó para abordar los problemas con la fuente SMA, las líneas de conexión (TL3 – TL33, TL1 – TL2 y TL), Vias y otros elementos parásitos críticos. La reactancia de los condensadores se obtuvo del modelo de elementos muRata para mitigar estas limitaciones. Los sucesivos ajustes del modelo condujeron a la versión final del prototipo. Los resultados medidos y simulados concuerdan entre sí, como se muestra en la Fig. 3a. En la Fig. 3b, más del 55% del PCE de RF a CC se registró a 0 dBm, y también se observó el 11% a -20 dBm, entre 1,80 y 2,55 GHz. Se investigó la eficiencia del prototipo propuesto a -20 dBm para mostrar la importancia del diseño a bajos niveles de potencia. Por tanto, en las cuatro frecuencias de funcionamiento, el rectificador alcanzó un PCE máximo de 20,60%, 20,80%, 16,75% y 13,10%. La Figura 4a ilustra el rectificador propuesto \(V_{DC}\) en función de la potencia de entrada. Además, la Fig. 4b muestra cómo el rendimiento de un rectificador de RF simulado y medido cambia con la cantidad de \(P_{in}\). Para las cuatro frecuencias operativas, el rectificador de RF propuesto alcanzó un PCE de RF a CC máximo simulado (medido) con una potencia de entrada de 2 dBm en: 64,32 % (63,60 %), 74,20 % (72,70 %), 73,00 % (72,12 %). %), 55,00% (53,60%). Las configuraciones de medición del prototipo de rectificador de RF propuesto se muestran en la Fig. 5. Existe una ligera diferencia entre lo que se simuló y lo que se midió. Esto se debe al efecto de las tolerancias de los componentes y el cambio de fase en el prototipo mejorado. En la Tabla 4 se presenta un resumen de los resultados simulados y medidos.

En este estudio, utilizamos un analizador de espectro para evaluar la magnitud de la señal de RF capturada de diferentes fuentes EM en el entorno de prueba. El rectificador de RF propuesto se somete a una evaluación experimental mediante la utilización de un sistema de recena desplegado en un espacio abierto. La rectenna facilita la evaluación del rectificador de RF dentro de su entorno ambiental. Al mismo tiempo, la rectenna sirve como un medio eficaz para controlar la intensidad de la potencia de RF a través del analizador. La evaluación del sistema de recena involucró la integración de un rectificador de RF con una antena circular de banda ancha diseñada para operar eficientemente en el rango de frecuencia de 1.550 a 3.140 GHz. La antena exhibió una ganancia máxima realizada que oscilaba entre 1,93 y 3,20 dB. Cuando se utilizó en su entorno circundante, el sistema de reccena generó con éxito un \(V_{DC}\) con una magnitud de 0,44 V, como se muestra en la Fig. 6. Los hallazgos demuestran que, en condiciones de espacio libre, el RF-a -El PCE del DC alcanza aproximadamente el 38,80%.

Simulado y medido: (a) Voltaje CC de salida (\(V_{DC}\)) contra \(P_{in}\). (b) PCE de RF a CC frente a \(P_{in}\).

Las configuraciones de medición del prototipo de rectificador de RF propuesto.

La Tabla 5 muestra cómo el rectificador de RF propuesto se compara con trabajos recientes que se han estudiado en la literatura. Si bien en este estudio se emplea una técnica única de derivación en L \(\lambda _{g}\)/8 MN, es esencial tener en cuenta que el diseño propuesto ha mejorado el BW operativo, una menor longitud eléctrica y un mayor rendimiento a baja potencia de entrada. . Los autores de 20, 21 y 22 registraron un rectificador de banda única que es bastante estrecho. El diseño propuesto registra un buen FBW del 11,44% en toda la banda ISM del espacio en blanco. Los autores demostraron un aumento del PCE a un \(P_{in}\) alto de 12 dBm en23. Junto con la ilustración de los autores de \(P_{in}\) alta (12 y 5 dBm) en 24 y 25, respectivamente, las longitudes eléctricas más largas también exhiben un PCE de RF a CC bajo. Los autores en 26, 27 y 8 demuestran un rectificador de RF multibanda que funciona a baja \(P_{in}\) entre -5 y 5 dBm, a costa de una longitud eléctrica considerable. A 2 dBm, nuestro diseño propuesto logró un PCE de RF a CC del 72,7 %. De manera similar, en los trabajos informados por los autores en 29,30,31 y 32, un enfoque común en los trabajos informados implica la implementación de un diodo único dual con una banda estrecha y un tamaño eléctrico grande. Sin embargo, este método presenta desafíos, como circuitos complejos y un alto requisito de energía de entrada para garantizar el funcionamiento eficiente del circuito dentro de los implantes. Estas opciones de diseño reducen la eficiencia general y limitan el aprovechamiento de la potencia de RF disponible en frecuencias específicas, como se indica en29 a 3,50 GHz y en32 a 3,50, 4,90 y 5,80 GHz. En comparación con el trabajo mostrado en la literatura relacionada, el método propuesto demuestra una compacidad mejorada y tiene una longitud eléctrica más corta de 0.27\(\lambda _{g}\) \(\times\) 0.29\(\lambda _{g}\ ). Entre 1,80 y 2,55 GHz, la topología propuesta alcanzó más del 55 % de PCE de RF a CC a 0 dBm. Para aplicaciones de baja potencia, este trabajo muestra un rendimiento mejorado de 20,60%, 20,80%, 16,75% y 13,10% a -20 dBm para cada una de las cuatro frecuencias, respectivamente.

Las configuraciones de medición de ambiente del prototipo de rectificador de RF propuesto.

Este estudio explora un diseño de rectificador de RF único que utiliza una derivación en L \(\lambda _{g}\)/8 mejorada utilizando una técnica de coincidencia secuencial. Se aplica un inductor en serie y un trozo radial incorporados en un MN distribuido para igualar la impedancia del rectificador SSr RF propuesto en las cuatro celdas. La técnica mejoró el BW y la compacidad del diseño y demostró su capacidad para aprovechar eficientemente el dominio de la frecuencia empleando operación multibanda y mostrando un buen ancho de banda de impedancia. El prototipo de rectificador de RF multibanda propuesto realizó un BW simulado (medido) de -10 dB de 90 MHz (100 MHz) para 1,83 GHz, 80 MHz (90 MHz) para 2,10 GHz, 300 MHz (290 MHz) para 2,45 GHz y FBW de 4,91. % (5,53%), 3,83% (4,34%) y 11,77% (11,44%), respectivamente. La arquitectura de diseño propuesta produjo una salida \(V_{DC}\) de 1,61 V y un alto PCE del 72,7%. Las medidas del rectificador de RF en la placa PCB fueron 0,27\(\lambda _{g}\) \(\times\) 0,29\(\lambda _{g}\). Por lo tanto, si se gestiona con cuidado, el diseño propuesto tiene aplicaciones prácticas en ingeniería biomédica, abriendo posibilidades para alimentar una amplia gama de dispositivos médicos implantables utilizando energía de RF recolectada.

Todos los datos generados o analizados durante este estudio se incluyen en este artículo publicado.

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Esta investigación fue financiada por la subdirección de Investigación e Innovación del Ministerio de Educación de Arabia Saudita a través del número de proyecto (IFP – 2022-06). Los financiadores no tuvieron ningún papel en el diseño del estudio, la recopilación y análisis de datos, la decisión de publicar o la preparación del manuscrito.

Facultad de Ingeniería, Centro de Tecnología Inalámbrica (CWT), Universidad Multimedia, Cyberjaya, 63100, Malasia

Surajo Muhammad, Jun Jiat Tiang y Mardeni Roslee

Departamento de Tecnología de Equipos Médicos, Facultad de Ciencias Médicas Aplicadas, Universidad Majmaah, Al Majmaah, 11952, Arabia Saudita

Mohamed Ibrahim Waly y Amor Smida

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Mohamed Ibrahim Waly

Departamento de Administración de Empresas, Universidad Majmaah, 11952, Majmaah, Arabia Saudita

Nasser Ali Al-Jarallah

Universidad Al Maarefa, Riad, Arabia Saudita

Nasser Ali Al-Jarallah

Departamento de Ingeniería Eléctrica e Informática, Universidad Laval, Ciudad de Quebec, QC, G1V0A6, Canadá

Ridha Ghayoula

Laboratorio de Investigación en Electrónica de Microondas, Facultad de Ciencias Matemáticas, Físicas y Naturales de Túnez, Universidad El Manar de Túnez, Túnez, 2092, Túnez

Ridha Ghayoula y Amor Smida

Consultor, Administración de Gestión de Tecnología Sanitaria de Saudi Consolidated Engineering Company, Ciudad Médica Rey Fahad, Riad (Arabia Saudita)

Ahmed S. Negm

Instituto Nacional de Investigaciones Científicas (INRS), Montreal, QC, H5A1K6, Canadá

Amjad Iqbal

Departamento de Ingeniería de Redes y Comunicaciones, Universidad de Al Ain, 64141, Al Ain, EAU

Amjad Iqbal

Departamento de Ingeniería Electrónica y de Telecomunicaciones, Universidad Ahmadu Bello, Zaria, 810211, Nigeria

Suraj Muhammad

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Todos los autores contribuyeron por igual. Todos los autores revisaron el manuscrito.

Correspondencia a Mohamed Ibrahim Waly o Amjad Iqbal.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Muhammad, S., Waly, MI, AlJarallah, NA et al. Un rectificador RF de diodo SSr multibanda con una relación de frecuencia mejorada para aplicaciones biomédicas inalámbricas. Informe científico 13, 13246 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-40486-x

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Recibido: 16 de marzo de 2023

Aceptado: 10 de agosto de 2023

Publicado: 15 de agosto de 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-40486-x

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